Bu araştırma, doğrudan matris dönüştürücülerde kullanılmak üzere kompakt bir çift yönlü güç elektroniği anahtarının tasarımını, PCB uygulamasını ve laboratuvar doğrulamasını incelemektedir. Önerilen modül iki adet IMBG120R053M2H SiC-MOSFET güç elemanını ve iki bağımsız galvanik izolasyonlu çıkış sağlayan UCC21521 gate sürücüsünü bir araya getirmektedir. Amaç, akımın iki yönde iletilebildiği ve gerilimin iki polaritede kontrol edilebildiği, yüksek anahtarlama frekanslarına uygun, kompakt bir anahtar birimi geliştirmektir.

Güç katında kullanılan IMBG120R053M2H SiC-MOSFET için kaynakta 1200 V drain-source gerilim dayanımı, 25 °C'de 52,6 mΩ açık durum direnci, 15–18 V önerilen gate açma gerilimi, 4,2 V gate eşik gerilimi, 2 µs kısa devre dayanım süresi ve aşırı yük koşulunda 200 °C maksimum jonksiyon sıcaklığı verilmektedir. Bu değerler kullanılan yarı iletkenin veri sayfası özellikleridir; araştırmadaki deneyler 1200 V seviyesinde yapılmamıştır.

Sürücü katında kullanılan UCC21521'in kontrol tarafı beslemesi 3–5,5 V, güç tarafı çıkış beslemesi 13–20 V, izolasyon dayanımı 5,7 kVrms ve çıkış akım kapasitesi 4–6 A olarak verilmiştir. Kaynak ayrıca sürücünün 100 V/ns'nin üzerinde ortak-mod geçici bağışıklığa ve 2 MHz'in üzerinde maksimum anahtarlama frekansı kapasitesine sahip olduğunu belirtmektedir. Araştırmanın gerçek anahtar deneyleri ise 1–100 kHz olarak tanımlanan çok daha düşük bir frekans aralığında gerçekleştirilmiştir.

PCB KiCad 9.0.0 kullanılarak tasarlanmış ve tek katmanlı bir mimari tercih edilmiştir. Araştırmacılar SMD bileşenlerin kullanımını, kritik anahtarlama yollarının kısa tutulmasını, düşük güç ve yüksek güç alanlarının fiziksel olarak ayrılmasını, bağımsız toprak bölgelerini ve geniş bakır yüzeyleri kompaktlık, parazit endüktansın azaltılması ve ısıl yayılım açısından temel tasarım özellikleri olarak açıklamaktadır.

Laboratuvar doğrulamasında önce UCC21521 sürücünün 1 kHz'deki gate çıkışları kontrol edilmiş, ardından RCD snubber devresinin anahtarlama geçişlerindeki gerilim aşımını ve salınımları azaltma etkisi karşılaştırılmıştır. Çift yönlü anahtar daha sonra AC koşulunda 50, 100 ve 150 V; DC koşulunda ise 50 ve 100 V seviyelerinde değerlendirilmiştir. DC deneylerinin bir bölümünde 300 Ω direnç yükü, diğer bölümünde ise kaynak tarafından endüktif-rezistif davranış gösterdiği belirtilen elektrikli ısıtıcı kullanılmıştır.

Deneysel dalga biçimleri, incelenen gerilim ve frekans koşullarında anahtarın tekrarlanabilir biçimde açılıp kapandığını ve snubber kullanıldığında anahtarlama geçişlerindeki yüksek frekanslı salınımların azaldığını göstermektedir. Bununla birlikte çalışma tam bir üç fazlı doğrudan matris dönüştürücü sistemini laboratuvarda kurup test etmemiştir. Doğrudan doğrulanan donanım, böyle bir dönüştürücüde kullanılmak üzere geliştirilen çift yönlü SiC-MOSFET anahtar modülüdür.

Türkiye açısından: Çalışma Türkiye'deki bir elektrikli araç, sanayi tipi motor sürücüsü veya şebeke bağlantılı güç dönüştürücü üzerinde gerçekleştirilmemiştir. Buna rağmen SiC tabanlı yüksek hızlı anahtarlama, galvanik izolasyonlu gate sürücüsü, PCB parazitlerinin azaltılması ve RCD snubber boyutlandırması açısından güç elektroniği laboratuvarlarında uygulanabilecek somut bir prototipleme yaklaşımı sunmaktadır. Türkiye'de gerçek yüksek güçlü matris dönüştürücü uygulamasına geçilmesi için ısıl çevrim, EMI/EMC, izolasyon koordinasyonu, yüksek gerilim deneyleri, kısa devre koruması ve tam dönüştürücü komütasyonu ayrıca doğrulanmalıdır.

Çift yönlü anahtar neden gerekli?

Doğrudan matris dönüştürücüler, AC giriş ile AC çıkış arasında klasik DC bara enerji depolama katmanı olmadan doğrudan enerji dönüşümü yapabilen güç elektroniği yapılarıdır. Bu tür topolojilerde kullanılan anahtarların yalnız tek yönde akım iletmesi yeterli değildir; yük ve şebeke koşullarına bağlı olarak akım yönünün değişebilmesi ve farklı gerilim polaritelerinin yönetilebilmesi gerekir.

Kaynak bu nedenle çift yönlü anahtarı, akımı iki yönde kontrol edebilen ve pozitif-negatif gerilim koşullarında kullanılabilen bir güç elektroniği elemanı olarak ele almaktadır.

Araştırmanın hedefi yeni bir SiC-MOSFET yarı iletken üretmek değildir. Çalışmanın katkısı, ticari SiC-MOSFET ve galvanik izolasyonlu gate sürücüsünü kompakt bir PCB modülü içinde birleştirerek doğrudan matris dönüştürücüler için kullanılabilir bir çift yönlü anahtar hücresi oluşturmaktır.

SiC-MOSFET neden tercih edilmiş?

Kaynak, SiC-MOSFET teknolojisini geleneksel silikon MOSFET ve IGBT çözümlerine kıyasla yüksek anahtarlama frekansı, düşük anahtarlama kaybı ve yüksek sıcaklık kapasitesi gibi özellikleri nedeniyle tercih etmektedir.

Güç katında kullanılan eleman Infineon IMBG120R053M2H CoolSiC™ 1200 V MOSFET'tir.

Buradaki 1200 V gerilim veya 200 °C sıcaklık değerleri deneysel test koşulları değildir. Bunlar araştırmada seçilen SiC-MOSFET'in teknik özellikleri olarak aktarılmaktadır. Çalışmanın fiziksel AC doğrulaması en fazla 150 V girişte, DC doğrulaması ise 100 V girişte gerçekleştirilmiştir.

Çift yönlü güç katı nasıl kurulmuş?

Kaynakta iki SiC-MOSFET'in birbirine ters yönelimli biçimde bağlandığı bir güç katı kullanılmaktadır. Bu düzenleme sayesinde tek bir MOSFET'in gövde diyodu üzerinden oluşabilecek kontrolsüz ters yön akım yolu sınırlandırılmakta ve anahtarın iki yönlü davranışı aktif gate kontrolüyle belirlenebilmektedir.

Ancak kaynak terminolojisinde bir uyuşmazlık bulunmaktadır. Bölüm 2'de iki güç transistörünün “antiparallel configuration” şeklinde bağlandığı yazılırken Bölüm 3.2'de aynı güç katı “anti-series configuration” olarak tanımlanmaktadır. Şekil 1 ve Şekil 3b aynı iki elemanlı çift yönlü yapıyı göstermektedir; Verianla bu iki farklı terimi kaynak adına tek bir ifadeyle sessizce değiştirmemiştir.

Gate sürücü neden ayrı bir katman?

Mikrodenetleyici, DSP veya FPGA tarafından üretilen PWM sinyali doğrudan SiC-MOSFET gate'ini güvenli biçimde süremez. Güç katında hızlı gerilim değişimleri ve yüksek ortak-mod geçiciler oluşabileceği için kontrol elektroniğinin güç devresinden elektriksel olarak ayrılması gerekir.

Araştırmada bu görev Texas Instruments UCC21521 çift kanallı izolasyonlu gate sürücüsüne verilmiştir.

Kaynak ayrıca UCC21521 için ortak-mod geçici bağışıklığının 100 V/ns'nin üzerinde olduğunu belirtmektedir. Bu değer sürücünün teknik kapasitesidir; çalışmada 100 V/ns CMTI sınırına kadar ayrı bir deneysel EMI testi yapılmamıştır.

Gate çıkışındaki yardımcı elemanlar ne yapıyor?

Şekil 3a'daki sürücü devresi yalnız UCC21521'den oluşmamaktadır. Gate çıkışlarında dirençler, diyotlar ve bypass/decoupling kapasitörleri bulunmaktadır. Araştırmacılar bu elemanların gate gerilimini biçimlendirmek, aşırı gerilimleri sınırlamak, geçiş salınımlarını sönümlemek ve sinyal bütünlüğünü korumak amacıyla kullanıldığını açıklamaktadır.

Kontrol ve güç tarafındaki toprak bölgeleri de birbirinden ayrılmıştır. Böylece güç katındaki hızlı anahtarlama geçicilerinin kontrol tarafına parazitik yollardan taşınmasının azaltılması amaçlanmaktadır.

Kaynak sürücü davranışını iki farklı biçimde mi anlatıyor?

Evet. Bölüm 3.2'de araştırmacılar iki MOSFET'in sürücü çıkışlarıyla bağımsız kontrol edildiğini ve her yarım çevrimde yalnız bir cihazın aktif olmasının shoot-through riskini önlediğini belirtmektedir.

Buna karşılık Bölüm 5.1'de ilk gate sürücü doğrulaması için:

“A single PWM control signal was applied to both driver inputs simultaneously”

şeklinde bir test düzeni açıklanmaktadır. Yani ön doğrulamada aynı PWM sinyali iki sürücü girişine eş zamanlı uygulanmıştır.

Bu iki açıklamanın farklı deney/çalışma modlarına mı ait olduğu kaynakta ayrıntılı bir anahtarlama durum tablosuyla açıklanmamıştır. Bu nedenle Verianla metni bunları birbiriyle zorla uzlaştırmamaktadır.

PCB nasıl küçültülmüş?

PCB KiCad Version 9.0.0 ile tasarlanmıştır. Çalışmanın Şekil 4'ü üç aşamayı birlikte göstermektedir: üst katman PCB yerleşimi, üç boyutlu PCB görünümü ve fiziksel olarak üretilmiş devre kartı.

Araştırmacılar üretim kolaylığı ve maliyet amacıyla tek katmanlı bir mimari kullandıklarını belirtmektedir. Kritik yüksek hızlı anahtarlama yolları kısa tutulmuş, düşük ve yüksek güç bölgeleri ayrılmış, bağımsız toprak alanları kullanılmış ve güç MOSFET'lerinin bulunduğu bölgelerde geniş bakır alanları bırakılmıştır.

Bileşenlerin büyük bölümü SMD tipindedir. Bu yaklaşım modül boyutunu küçültmekle birlikte çalışmada PCB'nin kesin fiziksel boyutları veya güç yoğunluğu W/cm³ cinsinden sayısal olarak verilmemiştir. Bu nedenle tasarım “kompakt” olarak kaynak tarafından nitelendirilse de Verianla yeni bir güç yoğunluğu değeri üretmemektedir.

Anahtarlama kaybı nasıl hesaplanıyor?

Kaynak anahtarlama sırasında oluşan açma ve kapama enerji kayıplarını basitleştirilmiş üçgensel geçiş yaklaşımıyla tanımlamaktadır:

\[ E_{ON} = \frac{1}{2} t_{ON}V_{DS}i_L \]

\[ E_{OFF} = \frac{1}{2} t_{OFF}V_{DS}i_L \]

Burada \(t_{ON}\) ve \(t_{OFF}\) açma-kapama geçiş sürelerini, \(V_{DS}\) MOSFET üzerindeki drain-source gerilimini ve \(i_L\) anahtarlanan maksimum yük akımını temsil etmektedir.

Anahtarlama frekansı hesaba katıldığında:

\[ L_{ON}=E_{ON}F_{sw} \]

\[ L_{OFF}=E_{OFF}F_{sw} \]

ifadeleri kullanılmaktadır.

Çalışma teorik analiz girişinde anahtarlama ve iletim kayıplarından söz etmektedir; ancak yayımlanan denklem grubunda ayrıntılı biçimde verilen formüller anahtarlama enerji ve güç kayıplarıdır. Ayrı bir iletim kaybı denklemi veya toplam verim yüzdesi sunulmamıştır.

RCD snubber neden eklenmiş?

SiC-MOSFET'in hızlı akım değişimi, devre üzerindeki küçük parazitik endüktanslarla birlikte turn-off anında drain-source gerilim aşımına ve yüksek frekanslı salınımlara yol açabilmektedir. Bu nedenle araştırmacılar her MOSFET için RCD tipi snubber ağı eklemiştir.

Parazitik endüktansta depolanan enerji:

\[ E_L = \frac{1}{2} L_mI_{off}^2 \]

olarak hesaplanmaktadır.

Bu enerjinin snubber kapasitörüne aktarıldığı kabul edilerek:

\[ C_s = \frac{L_mI_{off}^2} {V_{clamp}^2-V_{DD}^2} \]

ilişkisi elde edilmiştir.

Snubber hesabında hangi değerler kullanıldı?

Clamp gerilimi kaynakta:

\[ V_{clamp} = \sqrt{ V_{DD}^{2} + \frac{2E_L}{C_s} } \approx48.99\;V \]

olarak hesaplanmıştır.

Snubber direnç hesabındaki yazım sorunu nedir?

Kaynak önce:

\[ \tau=R_sC_s\leq\frac{T}{2} \]

kuralını vermektedir.

40 kHz için \(T=25\,\mu s\) olduğundan \(T/2=12,5\,\mu s\)'dir. \(C_s=10\,nF\) için:

\[ R_s\leq \frac{12.5\times10^{-6}} {10\times10^{-9}} = 1250\;\Omega \]

sayısal sonucu elde edilmektedir.

Buna karşılık kaynak metnindeki ara sembolik ifade \(R_s\leq\tau/(2C_s)\) biçiminde yazılmıştır. Eğer \(\tau\) zaten \(T/2\) anlamında kullanılıyorsa bu gösterim ile sayısal işlem aynı değildir. Kaynağın verdiği 1250 Ω sonucu korunmuş; sembolik yazım sessizce değiştirilmemiştir.

Snubber 30 V ve 40 kHz için boyutlandırılırken deneyler neden daha geniş?

Snubber hesaplamasının örnek çalışma noktası 30 V bara, 40 kHz ve 10 A'dır. Ancak sonraki deneyler AC'de 150 V'a, anahtarlama frekansında ise kaynak ifadesine göre 100 kHz'e kadar çıkmaktadır.

Kaynak bu farklı deney koşullarının her biri için ayrı \(C_s\) ve \(R_s\) yeniden boyutlandırması sunmamaktadır. Dolayısıyla 30 V/40 kHz hesabı bütün çalışma alanı için bağımsız bir optimum snubber tasarımı olarak yorumlanmamalıdır.

Laboratuvar düzeneğinde neler var?

Şekil 6 deneysel devre şemasını, Şekil 7 ise fiziksel test tezgâhını göstermektedir. Düzenek şu temel bileşenleri içermektedir:

• AC/DC güç kaynağı,
• geliştirilen Bi-Sw PCB modülü,
• PWM/sinyal jeneratörü,
• yük,
• diferansiyel prob,
• dijital osiloskop.

Bu düzenek sayesinde gate sinyalleri, anahtar gerilimleri ve yük akımları gerçek zamanlı olarak gözlenmiştir.

Gate sürücü önce nasıl doğrulandı?

Tam güç deneylerine geçmeden önce UCC21521 sürücüsü 1 kHz PWM ile test edilmiştir. Şekil 8'de gate-source gerilimi, diyot gerilimi, anahtar gerilimi ve güç devresi akımının osiloskop izleri birlikte gösterilmektedir.

Araştırmacılar bu testi kontrol sinyalinin SiC-MOSFET'in ihtiyaç duyduğu gate sürme seviyesine doğru biçimde dönüştürüldüğünün ön doğrulaması olarak kullanmıştır.

Snubber gerçekten fark oluşturmuş mu?

Şekil 9 aynı anahtarlama koşulunu snubber olmadan ve snubber ile karşılaştırmaktadır. Snubber bulunmadığında turn-off geçişinde daha belirgin gerilim aşımı ve yüksek frekanslı salınımlar görülmektedir.

Snubber eklendiğinde kaynak, salınımın hem genliğinin hem de süresinin azaldığını ve dalga biçiminin daha temiz hale geldiğini bildirmektedir.

Bununla birlikte kaynak Şekil 9'daki iyileşmeyi tek bir sayısal “overshoot yüzde azalması” olarak tablo halinde raporlamamaktadır. Bu nedenle Verianla görselden göz kararı bir yüzde üretmemektedir.

AC deneyleri hangi koşullarda yapıldı?

Çift yönlü anahtar AC giriş altında üç gerilim seviyesinde test edilmiştir:

• 50 V,
• 100 V,
• 150 V.

Kaynak anahtarlama frekansını 1 kHz ile 100 kHz arasında, 20 kHz artımlarla değiştirdiğini belirtmektedir.

Şekil 10, örnek olarak 50 V ve 150 V deneylerini göstermektedir. Araştırmacılar incelenen aralıkta temiz anahtarlama, tetikleme hatası bulunmaması ve çıkış sinyalinde önemli bozulma gözlenmemesi sonucunu bildirmektedir.

1–100 kHz, 20 kHz adımı ifadesinde neden sorun var?

Kaynağın üç deney bölümünde de “1 kHz'den 100 kHz'e, 20 kHz artımlarla” ifadesi kullanılmaktadır. Ancak 1 kHz'den başlayarak tam 20 kHz artışlarla ilerleyen bir dizi:

1, 21, 41, 61, 81, 101 kHz

şeklinde olur ve tam 100 kHz değerine ulaşmaz.

Kaynak gerçek test noktalarının tam listesini ayrı bir tabloda vermediği için Verianla, kullanılan ara frekansları varsayımsal olarak 20, 40, 60, 80 ve 100 kHz biçiminde yeniden yazmamıştır. Yalnız kaynakta açıkça belirtilen genel aralık korunmuştur.

DC direnç yükünde ne test edildi?

DC testinin ilk bölümünde 300 Ω direnç yükü kullanılmıştır. Giriş gerilimleri:

• 50 V,
• 100 V

olarak belirlenmiştir.

Kaynak yine anahtarlama frekansını 1–100 kHz aralığında tanımlamaktadır. Şekil 11'de iki gerilim seviyesine ait osiloskop dalga biçimleri gösterilmektedir.

Araştırmacılar anahtarlamanın tekrarlanabilir olduğunu, gerilim dalga biçiminde belirgin bir aşırı gerilim oluşmadığını ve direnç yükündeki akımın beklenen davranışı izlediğini belirtmektedir.

RL yük deneyinde ne kullanıldı?

İkinci DC yük deneyinde kaynak bir elektrikli ısıtıcıyı endüktif-rezistif, yani RL davranışı gösteren yük olarak tanımlamaktadır.

50 V ve 100 V giriş seviyeleri kullanılmıştır. Şekil 12'de RL yük altında akımın tamamen dirençli duruma göre daha kademeli ve süreklilik gösteren bir biçime sahip olduğu raporlanmaktadır.

Turn-off anında snubber akımında daha belirgin tepeler görünmesine rağmen araştırmacılar anahtarlamanın kararlı kaldığını ve önemli aşırı gerilim oluşmadığını belirtmektedir.

Deneysel test kapsamı nedir?

Kayıp analizi ne gösteriyor?

Şekil 13, anahtarlama frekansı yükseldikçe kayıp büyüklüklerinin arttığını göstermektedir. Kaynak bu sonucu anahtarlama olaylarının saniye başına sayısının artmasıyla ilişkilendirmektedir.

Ancak Şekil 13'ün ham sayısal değerleri tablo halinde verilmemiştir. Bu nedenle Verianla grafikteki işaretçileri göz kararı okuyarak yeni bir sayısal kayıp tablosu oluşturmamıştır.

Şekil 13'teki kaynak içi etiket uyuşmazlığı nedir?

Deneysel kayıp analizini açıklayan paragraf, Şekil 13a'nın “switching loss as a function of operating frequency”, Şekil 13b'nin ise “accumulated energy dissipated per second” olduğunu söylemektedir.

Buna karşılık şekil alt yazısı:

• (a) Accumulated energy losses
• (b) Switching losses

şeklindedir.

Görünür eksenler de soldaki grafiği enerji, sağdaki grafiği anahtarlama güç kaybı olarak adlandırmaktadır. Verianla kaynak metnindeki bu (a)/(b) tersliğini sessizce tek bir doğru açıklama gibi sunmamıştır.

1200 V MOSFET kullanılması 1200 V'ta test yapıldığı anlamına geliyor mu?

Hayır. 1200 V, kullanılan SiC-MOSFET'in kaynakta verilen nominal drain-source dayanım sınıfıdır.

Bu makaledeki fiziksel testlerde en yüksek bildirilen AC giriş gerilimi:

150 V

ve DC giriş gerilimi:

100 V

seviyesindedir.

Dolayısıyla araştırma, hazırlanan PCB'nin 1200 V'taki izolasyon, creepage/clearance, termal ve anahtarlama davranışını doğrudan deneysel olarak doğrulamamaktadır.

2 MHz sürücü kapasitesi 2 MHz'de anahtar çalıştırıldığı anlamına geliyor mu?

Hayır. UCC21521 için >2 MHz değeri gate sürücüsünün kaynakta verilen teknik kapasitesidir.

Çift yönlü anahtarın bu araştırmadaki deneysel çalışma aralığı kaynak tarafından en fazla 100 kHz olarak tanımlanmıştır.

Çalışma tam matris dönüştürücüyü test ediyor mu?

Hayır. Araştırma doğrudan matris dönüştürücü topolojilerinde kullanılmak üzere bir çift yönlü anahtar hücresi tasarlamaktadır. Ancak laboratuvar test tezgâhı tek Bi-Sw modülü, güç kaynağı ve yük üzerinden oluşturulmuştur.

Üç fazlı veya çok anahtarlı tam bir doğrudan matris dönüştürücü, bu makalenin deneysel doğrulamasında kurulmamıştır.

Çalışmanın desteklediği sonuçlar

• UCC21521 ve iki SiC-MOSFET kullanılarak fiziksel çift yönlü anahtar PCB'si geliştirilmiştir.
• Üretilen PCB laboratuvar test düzeneğinde çalıştırılmıştır.
• Gate sürücü çıkışları 1 kHz ön testte deneysel olarak gözlenmiştir.
• RCD snubber kullanımının anahtarlama geçişlerindeki salınımları azalttığı osiloskop dalga biçimleriyle gösterilmiştir.
• Çift yönlü anahtar AC'de 50, 100 ve 150 V koşullarında test edilmiştir.
• DC direnç deneyleri 50 ve 100 V'ta 300 Ω yükle gerçekleştirilmiştir.
• Kaynak tarafından RL olarak tanımlanan yük deneyleri 50 ve 100 V'ta gerçekleştirilmiştir.
• Kaynak, deneysel frekans aralığını 1–100 kHz olarak bildirmektedir.
• Anahtarlama frekansının artmasıyla kayıpların arttığı deneysel eğilim gösterilmiştir.
• Tek katmanlı SMD PCB mimarisinin fiziksel uygulaması gösterilmiştir.

Çalışmanın desteklemediği veya test etmediği sonuçlar

• Tam bir üç fazlı doğrudan matris dönüştürücü deneysel olarak kurulmamıştır.
• PCB 1200 V'ta test edilmemiştir.
• Çift yönlü anahtar 2 MHz'de deneysel olarak çalıştırılmamıştır.
• 200 °C jonksiyon sıcaklığında cihaz performansı deneysel olarak ölçülmemiştir.
• 2 µs kısa devre dayanımı bu çalışmada fiziksel kısa devre testiyle doğrulanmamıştır.
• EMI/EMC emisyon veya bağışıklık ölçümü raporlanmamıştır.
• Toplam dönüştürme verimliliği için tek bir yüzde değeri verilmemiştir.
• Uzun süreli güç çevrim veya termal çevrim ömür testi yapılmamıştır.
• PCB güç yoğunluğu W/cm³ cinsinden raporlanmamıştır.
• Şebekeye bağlı gerçek matris dönüştürücü komütasyon performansı test edilmemiştir.
• Elektrikli araçta rejeneratif frenleme bu prototiple doğrudan deneysel olarak gösterilmemiştir.

Çalışmanın Yöntemi ve Bulguları

Donanım mimarisi

Gate sürücü tasarım sınırları

UCC21521 kontrol tarafı ile güç tarafı arasında galvanik izolasyon sağlamak amacıyla kullanılmıştır. Kaynak, hızlı SiC anahtarlamasında yüksek dv/dt ve ortak-mod geçicilerin kontrol elektroniğine taşınmasını azaltmayı temel gereksinimlerden biri olarak tanımlamaktadır.

Sürücü çıkış beslemesinin 13–20 V aralığı, seçilen SiC-MOSFET'in 15–18 V önerilen gate açma gerilimiyle uyumludur.

Güç katı

İki IMBG120R053M2H MOSFET çift yönlü anahtar yapısında bir araya getirilmiştir. Her MOSFET'in gate'i sürücünün ayrı izolasyonlu çıkışına bağlanmıştır.

PCB'de yüksek akım yollarının kısa tutulması ve güç terminalleri arasındaki parazitik endüktansın azaltılması amaçlanmıştır.

Snubber teorik hesabı

Kaynakta kullanılan temel değerlerle:

\[ E_L= \frac{1}{2} (15\times10^{-9}) (10)^2 = 7.5\;\mu J \]

hesaplanmıştır.

10 nF snubber kapasitörü ve 30 V bara için:

\[ V_{clamp} = \sqrt{ 30^2+ \frac{2(7.5\times10^{-6})} {10\times10^{-9}} } \approx48.99\;V \]

sonucuna ulaşılmıştır.

40 kHz anahtarlamada \(T=25\,\mu s\) olduğundan kapasitörün bir sonraki çevrimden önce büyük ölçüde boşalması için kaynak:

\[ R_s\leq1250\;\Omega \]

sonucunu vermektedir.

Gate sürücü ön doğrulaması

UCC21521 testinde aynı PWM sinyali her iki sürücü girişine uygulanmış ve frekans 1 kHz olarak belirlenmiştir. Osiloskop üzerinde \(V_{GS}\), diyot gerilimi, anahtar gerilimi ve güç devresi akımı izlenmiştir.

Kaynak bu testin gate sinyalinin gereken seviyeye yükseltildiğini ve güç anahtarının açma-kapama davranışının gerçekleştiğini doğruladığını bildirmektedir.

Snubber karşılaştırması

Aynı anahtarlama koşulunda iki deney kaydı karşılaştırılmıştır:

• snubber devresi olmadan,
• RCD snubber devresiyle.

Kaynak snubber olmadan falling-edge bölgesinde belirgin overshoot ve salınım bulunduğunu, snubber kullanıldığında bu davranışın azaldığını raporlamaktadır.

AC test protokolü

• Giriş gerilimleri: 50 V, 100 V, 150 V.
• Anahtarlama frekansı: kaynak ifadesiyle 1–100 kHz.
• Kaynak tarafından belirtilen frekans artımı: 20 kHz.
• Ölçüm: dijital osiloskop ve diferansiyel prob.

Şekil 10'da 50 V ve 150 V örnekleri gösterilmektedir. Kaynak, test edilen aralıkta stabil ve tanımlı çıkış dalga biçimleri elde edildiğini belirtmektedir.

DC direnç testi

• Yük: 300 Ω.
• Gerilim: 50 ve 100 V.
• Frekans: kaynak ifadesiyle 1–100 kHz.

Kaynak, ölçülen akımın direnç yük koşuluyla uyumlu olduğunu ve snubber'ın turn-off geçişindeki geçici akım tepesini sınırladığını belirtmektedir.

DC RL yük testi

• Yük: kaynak tarafından endüktif-rezistif davranışlı elektrikli ısıtıcı olarak tanımlanmıştır.
• Gerilim: 50 ve 100 V.
• Frekans: kaynak ifadesiyle 1–100 kHz.

RL koşulunda akımın direnç yüküne göre daha yavaş değiştiği ve turn-off sırasında snubber akım tepesinin daha belirgin olduğu raporlanmıştır.

Deneysel kayıp analizi

Araştırmacılar anahtar üzerindeki gerilim ve akım dalga biçimlerinden turn-on ve turn-off geçiş enerjilerini hesaplayarak frekansa bağlı anahtarlama kaybını değerlendirmiştir.

Şekil 13, frekans yükseldikçe kayıp enerjisinin ve anahtarlama güç kaybının arttığını göstermektedir. Ancak çalışma bu eğrilerin bütün ham noktalarını sayısal bir tablo halinde vermemektedir.

Bu nedenle Verianla Live için Şekil 13'ten yaklaşık değer çıkarılmamıştır.

Kaynak içi teknik uyuşmazlıkların özeti

• İki güç elemanının bağlantısı Bölüm 2'de “antiparallel”, Bölüm 3.2'de “anti-series” olarak adlandırılmaktadır.
• Güç katı açıklamasında her yarım çevrimde yalnız bir MOSFET'in aktif olduğu belirtilirken gate sürücü ön testinde tek PWM sinyalinin iki sürücü girişine aynı anda uygulandığı yazmaktadır.
• 1 kHz'den 100 kHz'e 20 kHz artım ifadesi matematiksel olarak 100 kHz son noktasına tam karşılık gelen bir dizi üretmemektedir.
• Denklem 7'de \(\tau=R_sC_s\leq T/2\) tanımlanmasına rağmen sonraki direnç satırındaki sembolik yazım, 1250 Ω'luk sayısal işlemi bire bir temsil etmemektedir.
• Şekil 13'ü açıklayan paragraf ile şekil alt yazısı/eksenler (a) ve (b) kayıp grafiklerini ters adlandırmaktadır.
• Teorik bölüm anahtarlama ve iletim kayıplarından söz etmesine rağmen ayrıntılı formüller ve deneysel sonuç grafiği esas olarak anahtarlama kaybına odaklanmaktadır.

Temel yöntemsel sınırlar

• Tam doğrudan matris dönüştürücü kurulmamıştır.
• MOSFET'in 1200 V nominal sınıfında fiziksel test yapılmamıştır.
• Gate sürücünün >2 MHz kapasitesi sistem seviyesinde test edilmemiştir.
• Termal kamera veya jonksiyon sıcaklığı ölçümü raporlanmamıştır.
• EMI spektrum ölçümü veya EMC standardı testi yapılmamıştır.
• Uzun süreli güvenilirlik ve güç çevrimi testi bulunmamaktadır.
• Kısa devre dayanım testi yapılmamıştır.
• Toplam sistem enerji verimliliği yüzde olarak raporlanmamıştır.

Kaynak ve Yöntem Notu

Tam özgün çalışma adı: A SiC-MOSFET Bidirectional Switch Solution for Direct Matrix Converter Topologies

Yazarlar: Hernán Lezcano, Rodrigo Romero, Sergio Nuñez, Bruno Sanabria, Fabian Palacios-Pereira, Edgar Maqueda, Sergio Toledo, Julio Pacher, David Caballero, Raúl Gregor, Marco Rivera.

Yazar sırası: Kaynaktaki sıra aynen korunmuştur.

Eş birinci / eş katkı: Kaynakta eş birinci veya eş katkı beyanı belirtilmemiştir.

Sorumlu yazar: Marco Rivera.

Kurumlar:

• Department of Electronics and Mechatronics Engineering, Faculty of Engineering, Universidad Nacional de Asunción, Luque, Paraguay.
• Power Electronics, Machines and Control (PEMC) Research Group, Faculty of Engineering, Department of Electrical and Electronic Engineering, University of Nottingham, Nottingham, United Kingdom.
• Laboratorio de Conversión de Energías y Electrónica de Potencia (LCEEP), Vicerrectoría Académica, Universidad de Talca, Curicó, Chile.

Kaynak türü: Hakemli deneysel araştırma makalesi; güç elektroniği donanımı, SiC-MOSFET çift yönlü anahtar tasarımı ve laboratuvar doğrulaması.

Dergi: Actuators.

Yayınevi: MDPI.

Bibliyografik künyesi: Actuators 2026, 15(1), 40.

Makale numarası: 40.

DOI: 10.3390/act15010040.

Resmî yayın bağlantısı:https://doi.org/10.3390/act15010040

Gönderim tarihi: 4 Kasım 2025.

Revizyon tarihi: 30 Aralık 2025.

Kabul tarihi: 3 Ocak 2026.

Yayın tarihi: 6 Ocak 2026.

Lisans: Creative Commons Attribution (CC BY).

Finansman: Kaynak çalışmanın finansman beyanında araştırmanın Paraguay Consejo Nacional de Ciencias y Tecnología (CONACYT) tarafından PINV01-743 projesi kapsamında desteklendiği belirtilmiştir.

Ek destek ve teşekkürler: Yazarlar ayrıca Universidad Nacional de Asunción doktora programı, CONACYT POSG01-14 ve ESTR01-3 projeleri, ANID FONDECYT Regular 1220556, SERC Chile FONDAP 1523A0006, UK-FRANCE Science Innovation and Technology Researcher Mobility Scheme UUK Award #1102 ve PRAPG desteğini teşekkür bölümünde belirtmiştir.

Veri erişilebilirliği: Çalışmanın özgün katkılarının makale içinde yer aldığı ve ek soruların sorumlu yazara yöneltilebileceği belirtilmiştir.

Çıkar çatışması: Yazarlar çıkar çatışması olmadığını beyan etmiştir.

Yazar katkıları: Kavramsallaştırma H.L. ve J.P.; metodoloji R.R.; formel analiz H.L., E.M., J.P. ve S.T.; kaynaklar S.N. ve B.S.; yazım D.C., F.P.-P. ve B.S.; gözden geçirme ve düzenleme R.G.; proje yönetimi M.R. olarak bildirilmiştir.

Bilimsel içerik sınırı: Bu Verianla yazısındaki devre topolojisi, cihaz özellikleri, gate sürücüsü, PCB tasarımı, snubber denklemleri, deney gerilimleri, yük koşulları, anahtarlama frekansları ve deneysel yorumlar incelenen temel çalışmaya dayanmaktadır. Bibliyografik kimlik doğrulaması dışında dış kaynaklardan yeni deneysel bulgu eklenmemiştir.

Uygulama sınırı: Çalışma, geliştirilen çift yönlü anahtarın doğrudan matris dönüştürücü topolojileri için uygun olduğunu savunmaktadır; ancak deneysel olarak doğrulanan sistem tek Bi-Sw modülüdür. Tam çok anahtarlı matris dönüştürücü, şebeke komütasyonu veya elektrikli araç rejeneratif çalışma senaryosu bu makalede fiziksel olarak test edilmemiştir.

Kaynak içindeki önemli tutarsızlıklar

• Çift MOSFET bağlantı düzeni kaynak içinde hem “antiparallel” hem “anti-series” olarak adlandırılmaktadır.
• Her yarım çevrimde yalnız bir MOSFET'in aktif olduğu açıklaması ile iki sürücü girişine aynı PWM'in eş zamanlı uygulandığı ön test açıklaması arasında ayrıntılı anahtarlama durumu eşlemesi verilmemiştir.
• 1–100 kHz aralığının 20 kHz adımlarla tarandığı ifadesi uç noktalar açısından matematiksel olarak tam tanımlı değildir.
• Snubber direnç hesabında sembolik \(R_s\) ifadesi ile 1250 Ω sonucuna götüren sayısal işlem aynı biçimde yazılmamıştır.
• Şekil 13'ün açıklama paragrafı ile şekil alt yazısı ve görünür eksenleri (a)/(b) kayıp grafiklerinin anlamını ters sırada vermektedir.

Sayısal grafik sınırı: Şekil 13'teki kayıp eğrilerinin işaretçileri görünür olmasına rağmen çalışma bunların bütün değerlerini tablo halinde vermemektedir. Verianla bilimsel grafik üretim kuralı gereği bu noktalar göz kararı sayısallaştırılmamış ve yeni bir Live kayıp grafiği üretilmemiştir.